10 Transistor Amp Battle HexFet Power Amp

Hallo,

Nachtrag: einige der hier weiter unten gemachten THD Angaben sind unrealistisch, da ich ich Spannungsquellen mit 0 Innenwiderstand verwendet habe was in der Praxis nicht möglich ist.

Ausgangangspunkt ist die Schaltung: Linear Power Amplifier Using Complementary HEXFETs
mit 6 Transistoren.
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...6&d=1680279007
Die Originalschaltung habe ich mit LTSpice simuliert u. die Ergebnisse decken sich ganz gut mit den Angaben im Whitepaper
Maximum rms output power:
60W into 4 Ω
32W into 8 Ω
Bandwidth: 15 Hz to 100kHz ± 1db
Total harmonic distortion (1kHz):
0.15% at 60W into 4 Ω
0.08% at 32W into 8 Ω

mal schauen was man verbessern kann, geplant sind:

- Stromspiegel für Q1/Q2
- zusätzlicher Transistor für Q4 (Darlington)
- R3 durch eine Stromquelle ersetzen
- Stromquelle für Q4
- evtl. Alternative für Q3
- Emitterwiderstände für Q1/Q2

ein erster Versuch:
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...7&d=1680289816

... erstaunliche Verbesserung für ein paar Cent

jetzt kommt der schwierige Teil:

- wie sieht der Klirrfaktor bei höheren Frequenzen aus
- das ganze Schwingungsfrei hinkriegen
- über die Ruhestromeinstellung muss ich mir noch ein paar Gedanken machen

oder vereinfacht gesagt das Ding "Blameless" hinzubekommen ;)

Lesestoff: https://www.edn.com/distortion-in-po...-real-designs/

Hi Udo,

Für den Fall, das dir der Leerlauf-Arbeitspunkt mit einem Standard-Vbe Multiplier (Bias) wegläuft, würde ich noch ein paar Sourcewiderstände einplanen.

LG Sven

Hi Sven,


ja, die Sourcewiderstände möchte ich möglichst klein halten (weiterer Spannungsverlust).
Ich werde das wohl erst genauer sehen wenn ich einen Prototyp bastle.
Der verwendete Standard-Vbe Multiplier ist wohl etwas too much. Sinkender Ruhestrom bei steigender Temperatur.
Man kann das zwar auch simulieren, aber da sind ein paar Fragezeichen (wie heiß werden die Mosfets, wie gut ist die Temperatur-Kopplung des Sensor Transistors usw.)

Hi, ich bin grad nur bei meinen Eltern am Handy also sorry für die sperrliche Antwort. Stell in Spice den max timestep mal auf 10n dann siehst du eher ob die Kiste schwingt. Und sonst probier mal two pole compensation damit bekommste den thd noch weiter runter. Weist du, wie man eine Tian probe benutzt? Dann kannst du dir den Loopgain mit Phase plotten lassen und aus der Gegenkopplung rausholen was geht.

Btw. 1F für C2 halte ich für etwas unrealistisch, ansonsten würde ich den bootstrap als ccs drin lassen. Solide Umsetzung für die Challenge.

Q1/2 solltest du als gematchte transistoren auf einem die nehmen, dass mindert thd und offset. Über Emitterwiderstände freuen die sich sicher auch. Da kannst du dann ein Poti zum trimmen mit einsetzen.

Als bias spreader kannst du getrost Dioden nehmen. Wenn du mehrere nimmst addieren sich die Tempcos. Beim Layoyt nahe an den Drain der Fets gerne mit Wärmebrücke dann bekommst du ne gute thermische Kopplung. Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde.


Fürs Layout bzw. Die reale Umsetzung sind noch Zenerdioden mit 15v an den Gate Source strecken der fets empfehlenswert. Ein Zobel Netzwerk solltest du auch noch vorsehen :)

Hallo,

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Hi, ich bin grad nur bei meinen Eltern am Handy also sorry für die sperrliche Antwort. Stell in Spice den max timestep mal auf 10n dann siehst du eher ob die Kiste schwingt. Und sonst probier mal two pole compensation damit bekommste den thd noch weiter runter. Weist du, wie man eine Tian probe benutzt? Dann kannst du dir den Loopgain mit Phase plotten lassen und aus der Gegenkopplung rausholen was geht.

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Tian Probe da muss ich mich noch einarbeiten u. two pole compensation steht auf meiner todo Liste um die Thd bei höheren Frequenzen zu verbessern

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Btw. 1F für C2 halte ich für etwas unrealistisch, ansonsten würde ich den bootstrap als ccs drin lassen. Solide Umsetzung für die Challenge.

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der ist nur für die FFT so groß sonst sieht man die Klirrkomponenten garnicht mehr (Hilfskrücke ;))

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Q1/2 solltest du als gematchte transistoren auf einem die nehmen, dass mindert thd und offset. Über Emitterwiderstände freuen die sich sicher auch. Da kannst du dann ein Poti zum trimmen mit einsetzen.

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gute Idee, Emitterwiderstände erhöhen erstaunlicherweise den Klirr (doppelt so hoch)

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Als bias spreader kannst du getrost Dioden nehmen. Wenn du mehrere nimmst addieren sich die Tempcos. Beim Layoyt nahe an den Drain der Fets gerne mit Wärmebrücke dann bekommst du ne gute thermische Kopplung. Den einen BJT den du dann noch über hast solltest du der Vas aus q4/10 als überstromschutz geben. Q4 hat nämlich keine moralischen Bedenken q10 Amperweise strom in die Basis zu schieben was reichlich Rauch produzieren würde.

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Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Fürs Layout bzw. Die reale Umsetzung sind noch Zenerdioden mit 15v an den Gate Source strecken der fets empfehlenswert. Ein Zobel Netzwerk solltest du auch noch vorsehen

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steht auf der todoliste fürs simulieren hab ich es vorerst weggelassen

Grüße Udo

noch ein paar Versuche zur Ruhestromeinstellung (100mA):

https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...9&d=1680323209
Vbe Multipier (grün) - Widerstand + 2 Dioden (blau)
grün sieht sehr seltsam aus ...

wenn ich jetzt genau wüsste auf welche Temperatur sich die Dioden bei Sperrschichttemperatur XY Q5/Q6 erhitzen ... ?
evtl. geht das besser mit dem steps command statt temp zu verwenden

Self ist kein Freund von MOSFET-Endstufen, Cordell nur bedingt. Problem ist die Verstärkungskurve, und das wird mit den Sourcewiderständen nicht besser. Ich vermute aber, das Hauptproblem dürfte sein, dass Deine VAS auf die hohe und nichtlineare Eingangskapa der Gates arbeitet. Warum es mit den Widerständen schlimmer wird, kann das aber nicht gut erklären. Ich würde noch einen Spannungsfolger zwischen VAS und MOSFETs spendieren, idealerweise Push-Pull, aber zur Not auch Eintakt Class A. Du kannst zum Ausgleich auch noch einen Transistor sparen, indem Du den Stromspiegel mit einem Transistor und einer Diode aufbaust.

Edit: ich hab's falsch gelesen, lasse das oben aber stehen. Es geht ja um Degeneration des Differenzverstärkers mit Emitterwiderständen. Natürlich erhöht das den Klirr, weil die open loop Verstärkung sinkt. Erst wenn Du das wieder ausgleichst, z.B. durch geringere Miller-Kompensation, wird es in Summe besser.

Noch ein Edit: D2 macht ja ein Clamping. Aber ist R14 nicht arg groß? Dadurch wird der obere Endtransistor deutlich tiefpassgefiltert angesteuert, der untere nicht. Im Kleinsignalbetrieb erhält der untere die Bandbreite, bei größerem Signal springt die Bandbreite, sicher nicht gut.

Tian ist einfach. Ac quelle in Reihe zu R6 richtung ausgang. Input auf gnd. Benenne die Netze an den beiden polen der ac quelle zb a und b. Lass eine Ac sinulation laufen und füge oben bei den traces den plot v(a)/v(b) ein. Weis grad nicht mehr wie rum. Probiers sonst aus bis ein halbwegs glaubbarer Verlauf raus kommt.

Was temparatur angeht hat Ian hegglun spicemodelle auf seiner Seite die man thermisch linken kann und auch thermal runaway berücksichtigen, sind aber nicht ganz ohne ein zu binden. Du kannst unabhängig davon aber auch die Temp von einzelkomponenten ändern und nicht nur der gesamten Schaltung.

Bjt und Mosfet haben mit sourcewiderständen ein Problem unter anderem wegen gm doubling. Je kleiner desto besser. Wenn die kompensation stimmt kann man sie aber weglassen, sind nur wichtig wenn man mehrere ausgangspärchen hat um unterschiede im hfe oder Vgsth aus zu gleichen. Im amerikanischen diy Audio gibt es da von peufeu ein paar gute Versuche mit Messungen zu. Hab den Link grade leider nicht parat.

Hallo,

Zitat:

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Zitat von capslock

Self ist kein Freund von MOSFET-Endstufen, Cordell nur bedingt. Problem ist die Verstärkungskurve, und das wird mit den Sourcewiderständen nicht besser. Ich vermute aber, das Hauptproblem dürfte sein, dass Deine VAS auf die hohe und nichtlineare Eingangskapa der Gates arbeitet. Warum es mit den Widerständen schlimmer wird, kann das aber nicht gut erklären. Ich würde noch einen Spannungsfolger zwischen VAS und MOSFETs spendieren, idealerweise Push-Pull, aber zur Not auch Eintakt Class A. Du kannst zum Ausgleich auch noch einen Transistor sparen, indem Du den Stromspiegel mit einem Transistor und einer Diode aufbaust.

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danke, guter Tipp. Anfänglich hatte ich auch mit einem Spannungsfolger geliebäugelt, es aber wegen der "bösen 10" verworfen ;)

Zitat:

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Zitat von capslock

Edit: ich hab's falsch gelesen, lasse das oben aber stehen. Es geht ja um Degeneration des Differenzverstärkers mit Emitterwiderständen. Natürlich erhöht das den Klirr, weil die open loop Verstärkung sinkt. Erst wenn Du das wieder ausgleichst, z.B. durch geringere Miller-Kompensation, wird es in Summe besser.

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.. und den Strom durch Q1/Q2 erhöht, sonst wird es einfach nur schlechter

Zitat:

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Zitat von capslock

Noch ein Edit: D2 macht ja ein Clamping. Aber ist R14 nicht arg groß? Dadurch wird der obere Endtransistor deutlich tiefpassgefiltert angesteuert, der untere nicht. Im Kleinsignalbetrieb erhält der untere die Bandbreite, bei größerem Signal springt die Bandbreite, sicher nicht gut.

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da hast du recht, ich habe es stumpf übernommen u. garnicht darüber nachgedacht

Zitat:

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Zitat von Udo

Hallo,

danke, guter Tipp. Anfänglich hatte ich auch mit einem Spannungsfolger geliebäugelt, es aber wegen der "bösen 10" verworfen ;)



.. und den Strom durch Q1/Q2 erhöht, sonst wird es einfach nur schlechter





da hast du recht, ich habe es stumpf übernommen u. garnicht darüber nachgedacht

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Stromerhöhung hilft zweifach, erstens weil sie die Steilheit und damit die Verstärkung wieder etwas erhöht, vor allem aber, weil dann das innere Re kleiner gegen den Degenerationswiderstand wird. Von wo hast Du R14 übernommen?

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Bjt und Mosfet haben mit sourcewiderständen ein Problem unter anderem wegen gm doubling. Je kleiner desto besser. Wenn die kompensation stimmt kann man sie aber weglassen, sind nur wichtig wenn man mehrere ausgangspärchen hat um unterschiede im hfe oder Vgsth aus zu gleichen. Im amerikanischen diy Audio gibt es da von peufeu ein paar gute Versuche mit Messungen zu. Hab den Link grade leider nicht parat.

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https://www.diyaudio.com/community/t....374367/page-3

Zitat:

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Zitat von capslock

Von wo hast Du R14 übernommen?

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Whitepaper AN-948
Edit: sehe gerade da ist es R10

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Tian ist einfach. Ac quelle in Reihe zu R6 richtung ausgang. Input auf gnd. Benenne die Netze an den beiden polen der ac quelle zb a und b. Lass eine Ac sinulation laufen und füge oben bei den traces den plot v(a)/v(b) ein. Weis grad nicht mehr wie rum. Probiers sonst aus bis ein halbwegs glaubbarer Verlauf raus kommt.

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danke, das hört sich einfach an, ich habe mich wie gesagt noch nicht ausfürlich mit dem Thema beschäftigt

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Was temparatur angeht hat Ian hegglun spicemodelle auf seiner Seite die man thermisch linken kann und auch thermal runaway berücksichtigen, sind aber nicht ganz ohne ein zu binden. Du kannst unabhängig davon aber auch die Temp von einzelkomponenten ändern und nicht nur der gesamten Schaltung.

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ich hatte es mal mit Labeln (temp=Temp + x) für die einzelnen Transistoren
probiert funzt aber scheinbar nicht.
Ich mache mir da jetzt nicht mehr so viele Gedanken, es ist ja kein Class-A wo es auf hohe Stabilität ankommt. Ich werde es dann beim Prototyp sehen.

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Bjt und Mosfet haben mit sourcewiderständen ein Problem unter anderem wegen gm doubling. Je kleiner desto besser. Wenn die kompensation stimmt kann man sie aber weglassen, sind nur wichtig wenn man mehrere ausgangspärchen hat um unterschiede im hfe oder Vgsth aus zu gleichen. Im amerikanischen diy Audio gibt es da von peufeu ein paar gute Versuche mit Messungen zu. Hab den Link grade leider nicht parat.

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werde ich mir anschauen, wenn ich es finde

Sehr merkwürdig, was die sich dabei wohl gedacht haben? Die Diode ist dafür da, dass der Bootstrap die Gatespannung nicht höher als die Versorgungsspannung ziehen kann. Die Strombegrenzung macht aber eigentlich schon R9 mit seinen 2,7 k, wofür dann noch die 680 R, der einen Tiefpass mit der veränderlichen Gatekapazität bildet?:eek:

Zitat:

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Zitat von capslock

https://www.diyaudio.com/community/t....374367/page-3

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ah nice, da hat sich einer richtig Mühe gemacht :)

Zitat:

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Zitat von capslock

Sehr merkwürdig, was die sich dabei wohl gedacht haben? Die Diode ist dafür da, dass der Bootstrap die Gatespannung nicht höher als die Versorgungsspannung ziehen kann. Die Strombegrenzung macht aber eigentlich schon R9 mit seinen 2,7 k, wofür dann noch die 680 R, den einen Tiefpass mit der veränderlichen Gatekapazität bildet?:eek:

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ohne wird das Clipping-Verhalten stark unsymetrisch, so richtig habe ich es auch noch nicht verstanden .. werde es mir nochmal genauer anschauen

2. Versuch:

https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...7&d=1680348249


- Ruhestrom Q5/Q6 von 100mA auf 250mA erhöht - Klirrfaktor halbiert
- Emitterwiderstände für Q5/Q6
- Emitterwiderstände für Q1/Q2 scheinen mir doch ganz nützlich für die Stabilität
- Ruhestrom auf 10mA erhöht bringt bei 1kHz nix mal schauen wie es bei höheren Frequenzen aussieht ...
- Zobel u. Spule am Ausgang
- C3/C4 R17 Output-inclusive compensation reduziert den Klirrfaktor nochmal um den Faktor 10!


Quelle: Baxandall, P and Self, D, Baxandall and Self On Audio Power, Linear Audio Publishing, Sept. 2011 ISBN 978-
94-90929-03-9 p. 115 (inclusive compen).


das muss ich mir nochmal etwas genauer anschauen ... kann's kaum glauben
Wenn man R17 nicht verbindet hat man eine normale Miller-Kompensation, falls das Probleme machen sollte.




Nachtrag:
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...2&d=1680350177
funktioniert u. scheint mir sinnvoller ... ein Widerstand gespart

Zitat:

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Zitat von 3eepoint

Weist du, wie man eine Tian probe benutzt? Dann kannst du dir den Loopgain mit Phase plotten lassen und aus der Gegenkopplung rausholen was geht.

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meine ersten Gehversuche
einmal Miller normal
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...1&d=1680363613


Output-inclusive compensation
https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...0&d=1680363613


bei der Interpretation habe ich so meine Probleme, auch weil LTSpice die Phase scheinbar willkürlich skaliert

two pole werde ich später auch noch ausprobieren


Grüße Udo

kleines Update

- two pole compensation C3/C4 R17
- einfacher Stromspiegel mit Diode D5 R9 (funktioniert ... evtl. mit Poti parallel zu R9 um Unsymmetrien auszugleichen u. den Offset einzustellen)
- einfache Ruhestromeinstellung mit 2 Dioden D3/D4 u. Poti
- Zenerdioden für Q5/Q6 dienen gleichzeitig als Strombegrenzung auf ca. 12 Ampere (ss)

https://www.diy-hifi-forum.eu/forum/...4&d=1680447007

alles mit 8 Transistoren, also noch etwas Spielraum um weitere Varianten auszubrobieren.

verschieden Lastwiderstände hab ich auch mal simuliert +-30Volt Vs nah an der Clippinggrenze:
37Watt @ 8Ohm/1kHz THD: 0.000053%
65Watt @ 4Ohm/1kHz THD: 0.000081%
108Watt @ 2Ohm/1kHz THD: 0.000147%


mit der Frequenzkompensation werde ich mich weiterhin beschäftigen müssen, da ist sicher noch Luft nach oben.
Die Abstimmungen die in der Tian Simulation besonders gut aussehen neigen alle irgendwie zum Schwingen obwohl Phase Margin ok zu sein scheint.